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對于超大面積發電站式的光伏應用，一般均采用比較高的光伏電壓，直接逆變成交流電，通過大功率工頻隔離升壓變壓器實現隔離并網發電。其代表拓撲如圖6所示。
由于該類產品單機容量大，受到大功率IGBT和高效大功率濾波電感等元件技術的制約，目前國內的產品基本上尚處于2~4 kHz的工作頻率；單機容量為250~500 kW的功率等級，國際上目前已在9~10 kHz頻率上實現了量產化。
對Boost電感的要求及其解決方案
采用Boost電路的PV逆變器，其功率從1.5 kW~30
kW不等，一般覆蓋了住宅用和商用中功率逆變器的各個等級，該電感的效率的高低，直接決定了逆變器的整機性能。這樣的電感設計需要盡可能地減小鐵損和銅損。為了實現這一目標，簡單的方法就是使用非晶類磁性材料，在保持一定的電感量的情況下盡量降低銅線的內阻，其結果是因用銅量的增加，導致了昂貴的成本。
鑒于Boost升壓電感的工作頻率基于16 kHz~20 kHz的特點，電感線圈中的損耗除了直流內阻損耗外，交流高頻損耗占有很大的比例。
銅損包含下列四個方面：
1）有效值電流流經直流內阻的低頻直流損耗；
2）高頻交流分量引起的導線集膚效應產生的高頻交流損耗；
3）繞組層間由于高頻電流集膚效應作用引起的接近效果高頻損耗；
4）氣隙漏磁經過導體形成的渦流損耗
鐵損則主要由磁性材質的特性所決定。為了減少鐵損，必須優化選取高頻損耗特性好的材料。磁性材料的損耗優劣關系：鐵氧體《非晶《鐵硅鋁《鐵硅《純鐵粉芯。
非晶材料以其極高的抗飽和特性（Bs》1.5T）且高頻損耗優于鐵硅鋁的特點，本應是最好的選擇，但非晶磁致伸縮系數非常大，常常伴隨較大的噪音；同時，雖然非晶采用厚度為20多μm的帶材加工而成，帶材的渦流損耗非常小，而作為電感磁材料使用時，由于需要開氣隙而不得不切開端面，造成了端面層間的短路。當較高的ΔB變化（電感大紋波）出現時，磁芯被切開的端面會出現大的渦流損耗，其實際結果是磁芯損耗反而遠遠高于鐵硅鋁材料的相同ΔB變化下的損耗。由此可見，作為升壓電感的磁性材料，非晶不一定是最好的選擇。
眾所周知，開關電源高頻化最重要的目的就是通過工作頻率的高頻化，使得電路中的儲能和換能被動元件盡可能地減小，以到達高效率、低成本、小體積、快響應等目的。所以，在保障性能和不增加額外成本的情況下，最大限度地采用盡可能小的電感量，是PV逆變器對Boost電感設計的基本要求和技術發展趨勢。
然而，在不改變頻率的情況下，減小電感量，雖然可以大幅降低成本，但此時的紋波電流也隨之加大，磁性材料內部的ΔB的增加，除了明顯增加了非晶的磁芯損耗外，非晶氣隙中的漏磁成分的大幅增加，還直接導致周邊銅繞線的渦流效應（感應加熱原理）。因此，在使用非晶設計時，為回避這一問題，不得不靠盡量提高電感量，減小電流紋波來減輕這一負擔，其結果，為提高效率不得不增大電感同時壓低內阻而使用大量銅材，這是非晶不利于小電感量應用的根本原因。
為了應對這一問題，一個非常好的方法就是采用鐵氧體+鐵硅鋁等方法（或高性能鐵硅NPF材料），通過混合磁路（Hybrid MagneTIcs）技術，根據光伏Boost電流的工作特點，揚長避短，做到既降低了電感量（小體積、低成本要求），又顯著改善電感的損耗。
面向歐美的光伏逆變器，必須最大限度地改善歐洲效率ηEURO和加州能源效率ηCEC，歐效和CEC綜合效率均為電源的不同負荷情況下的綜合效率，它們的換算方法如下：
ηEURO=0.03&TImes;η5%+0.06&TImes;η10%+0.13&TImes;η20%+0.1×η30%+0.48×η50%+0.2×η100%ηCEC=0.04×η10%+0.05×η20%+0.12×η30%+0.21×η50%+0.53×η75%+0.05×η100%
從中可知，要顯著提高其綜合效率，就必須最大限度地控制好較輕負荷時的功率損耗。利用混合磁路中不同磁材的特性，通過對其磁路長度、磁阻及繞線匝數等影響電感特性的諸要素進行優化調節，使之符合圖7所示的L-I直流電感偏置特性，從而可實現歐效改善與低成本設計的兼顧。
其突出特點就是在額定負載時，通過降低額定電感量，人為加大電路中的電流紋波（利用光伏逆變器輸入端的大容量電容“過剩”的高頻大紋波能力資源），來完成低內阻且少用銅的設計。另外，當負載逐漸減輕時，電感量會隨之大幅提升，使得此時的磁芯內部的ΔB明顯下降。這樣，一方面減少了鐵損，另一方面局部的微小氣隙處的漏磁也會大幅減輕，使渦流影響極小。另外，隨著電感量的迅速提升，電感中的高頻電流紋波大幅下降，進一步降低了電感電流的有效值和電流的高頻分量，從而使得線圈的直流損耗、集膚效應、接近效應等明顯改善。實踐證明，這樣的設計可以使逆變器的整機效率，從極輕負載開始就處于高效，直至滿載，個別情況下，較輕負荷的效率還可能在很寬的一個范圍內高于滿載效率。Fig7右圖顯示負載下降時，電感的紋波電流也明顯下降。
Hybrid Magnetics技術的一個基本手法，就是在繞組內部使用有利于產生電感量和直流偏置特性的高性能鐵硅或鐵硅鋁材料，而在繞組之外，則盡量使用20 kHz頻率下磁芯損耗幾乎可以忽略不計的高性能鐵氧體材料，來盡可能地縮短非繞線部的磁路長度和減小磁阻，同時避免因空氣氣隙處的漏磁而產生的導線的渦流損耗。通過這一手法，可以在比原來非晶型電感量小30~50%的條件下，使得一臺5kW的光伏逆變器整機效率提高0.5~0.7%以上（即滿功率時減少30W左右的電感發熱）。
對于功率大的PV逆變器，因其常常采用雙Boost的結構，為此若進一步引入2合一式的磁集成（Integrated Magnetics）技術，還可以進一步提高效率，降低成本
磁集成電抗器是由兩個獨立的電感線圈，分別繞制在磁芯的兩個臂上，再通過其中公用的中間磁路形成磁集成的工作原理。兩線圈中流過圖示方向的電流時，兩線圈所產生的磁束，會在中間公共部分磁芯里進行磁通量抵消，甚至為零。如果在同一時刻流過線圈的電流值相接近時，磁芯公共部分的磁通可互相抵消，即便磁芯的有效截面積小，因其總磁通量很小，此處的磁場強度B也會很低。由于兩臂的有效截面和中心柱的有效截面積之比被設計在1：0.9，中心柱磁芯也遠不會飽和。
圖9為該電感在上述條件下，讓左邊線圈電流最大，使磁芯接近飽和的仿真結果。從圖中可以明顯看出，即便兩邊的磁芯接近飽和，中間公共部分磁芯的截面雖小，卻仍遠離飽和。此時磁芯即便是處于高頻工作狀態，中間磁芯柱上的ΔB非常小，這部分磁芯的損耗自然也很低。
對交流濾波電感的要求及其解決方案
光伏逆變器的濾波電感的根本作用在于通過電感的儲能和續流，通過LC網絡，將輸入端的正弦波脈寬調制方波進行平滑，使電路的輸出端濾波電容器兩側得到標準平滑的正弦電壓波形。由于逆變器并網采用電流型控制模式，客觀上逆變器必須向電網輸出符合高次諧波法規的電流波形。逆變器的載波頻率為20
kHz左右，即便是大型發電站式光伏逆變器的載波頻率，也遠遠高于50 Hz的39次諧波（1950
Hz），因此，實質上載波頻率的紋波并不會明顯影響高次諧波分量。也就是說，即便輸出濾波器中的濾波電感量很小，只要控制得當，調節好閉環電流控制參數，并網時電流的高次諧波分量是不會太差的。然而實際情況似乎并不是如此，大多數情況下，在濾波電感量比較小時，往往會發現高次諧波分量也比較高。其主要原因是，當輸出濾波器的感量偏低時，特別是當電感量隨著電流的增長，出現感量大幅下降時，由于感量不是固定的常數，閉環傳遞函數也不同；不注意的話小電感值有時還會導致系統采樣誤差、交流過零判別的不準確。控制系統的閉環參數不匹配時，容易發生系統的振蕩，從而出現了較差的高次諧波。此時，電流波形的失真，常常還會伴隨出現比較大的音頻噪音。
解決這一問題有兩個截然不同的方法：
方法1：盡量提高濾波電感量，并盡量使電感保持一個固定值，使之不隨電流大小改變而改變。這種辦法的缺點是大幅增大了電感成本。目前中小功率光伏逆變器中廣泛采用的大容量非晶電感和大型發電站式逆變器中的硅鋼片類的電感均為這樣的考慮；
方法2：采用高性能低損耗、具有較大斜降特性的新型電感，通過調整閉環控制模型，優化控制參量，使系統適應高頻化、小感量的設計。通過提高系統的軟件控制水平，來取得更好的產品性價比，以提高產品技術核心競爭力。這一方法雖然難度較高，但符合電源技術的發展方向。
對于這種新型高效電感的設計，和Boost電感設計要求一樣，要求該電感在大紋波電流工作時，保持極佳的效率。由于其電感量可以設計成比較小的感值，即使要求直流內阻較低，用銅量也能得到大幅的控制。對于磁性材料中的ΔB磁場變化率大的問題，同樣地采用Hybrid Magnetics技術，可以控制磁性的損耗、減少漏磁的存在，達到很少的用銅量也能保持很低的內阻的目的。
鑒于單相、3相交流線路上分別需要2個和3個相同感量的濾波電感，為了進一步減小體積，提高磁性材料的利用率，還可以采用單相耦合式和3相耦合式電感設計的方案。
此外，對于大功率應用，無論是Boost電感還是濾波電感，因其電感量偏小，電流紋波大的特點，繞線的高頻集膚效應和層間的接近效應也會比較明顯，為此可采用長寬比大的方形扁銅線進行立式繞制，最大限度改善其高頻損耗。
隔離型PV逆變器中的重要磁元件
隔離型光伏逆變器，由于增加了電氣隔離電路和元件，整機效率會有所下降，因此除了采用高效率的電路拓撲（如LLC諧振、FB-ZVS移相全橋、有源鉗位反激電路等）外，其中高頻隔離變壓器、高效諧振電感的設計，也起著關鍵的作用。
對于采用有源鉗位反激拓撲的隔離大功率變壓器的設計，變壓器的低損耗設計極為關鍵。對于接近20 kHz或更高的工作頻率，磁芯元件必須是高頻損耗極好的高性能鐵氧體磁芯。而反激變壓器實質上是一個儲能電感，需要很大的氣隙進行能量的存儲，為此設計這類的變壓器時必須要遵循下列原則：
1）采取類似圖10所示的多段均勻氣隙以減小磁芯的漏磁；
2）采用合適線徑的多股漆包線繞制以盡可能減小銅線的渦流損耗和集膚效應；
3）采用有利于減輕漏感和繞組接近效應的繞線結構
一文看懂光伏逆變器電感元件及其技術趨勢
對于LCC諧振和FB-ZVS移相全橋的電路拓撲，較好的設計手法是在隔離型功率變壓器設計時，盡可能地較少漏感的存在，以提高變壓器的效率，改善其生產工藝性；而把需要的諧振電感量外置，使用高效獨立的專用諧振電感來達到控制成本提高整機效率的目的。此外，由于LLC電路和FB-ZVS電路的工作模式大不相同，因此在設計LLC諧振電感和FB-ZVS諧振電感式時，應考慮到其不同的損耗模型而進行不同的設計側重，一般即便是同樣功率同樣電感量的產品，因其損耗模型不同，也不好互換使用。
光伏電感的電磁兼容性問題
在光伏逆變器中作為儲能元件的Boost電感以及作為濾波用的AC電感，一個共同的特點就是其電感的一端必然和功率半導體的高壓開關相連接。為了降低逆變器的開關損耗，除了采用過零軟開關技術以外，普遍的辦法就是盡量提高功率器件的驅動開通和驅動關閉的速度。這樣，電感的這一端不可避免地出現了極高的dV/dt的電壓變化。由于結構上的原因，電感繞線的每相鄰匝間、層間等各個部位實際上分布了復雜的寄生電容和匝間結合漏磁造成的漏感，這些微小的電容和電感一起形成了一個非常復雜的LCR網絡，當電感的一端受到強烈的階躍電壓激勵時，電感內部形成了復雜的高頻衰減諧振，其頻率一般會分布在十幾MHz~數百MHz的頻帶范圍，并具有一定的振蕩能量，這是光伏逆變器EMI的另一個重要干擾源。
為了消除其影響，被動的方法是，不得不在輸入輸出濾波回路中采用非常昂貴的共模濾波器，并由于共模濾波器要達到足夠的感量，從而使用了大量的銅繞線，進一步增加了成本，降低了效率。
鑒于上述原因，在設計光伏Boost電感、AC濾波電感、隔離型高頻功率反激變壓器時，優化電感的結構、減輕其高頻振蕩源，將是高性能光伏電感必不可缺的要求。
一文看懂光伏逆變器電感元件及其技術趨勢
一文看懂光伏逆變器電感元件及其技術趨勢
圖11（a）為目前廣為采用的C型非晶材料繞制的3 kW單Boost電感的額定功率時的典型工作電流波形。在Boost開通和關斷時，電感電流出現了比較嚴重的高頻振蕩，其振蕩頻率成分也比較豐富，約在20~30 MHz寬帶上；Fig11（b）為采用數只φ47的鐵硅鋁磁環繞制的3 kW單Boost電感的波形，同樣圖中顯示出10 MHz左右的高頻衰減振蕩；Fig11（C）則為采用了優化結構和相關設計工藝規范的Spike Blocker TM技術后，使用Hybrid Magnetics混合磁路設計的新型高效能電感的實測波形（這些測試均基于相同設備、相同輸入輸出電壓、功率、工作頻率條件），由此可見，關注電感的EMC設計工藝規范具有十分重要的意義。
光伏逆變器電感的技術發展趨勢
光伏逆變器中的電感，無論就其成本和效率影響來看，均在逆變器元件中占據著舉足輕重的地位，電感技術的進步將極大地推動光伏技術的發展。
從微逆變器到發電站光伏逆變器，一個先進的光伏電感設計，應當是在充分理解和結合光伏逆變器電路工作原理及特點的基礎上，充分發揮材料界可量產化的各種磁材料的優點，融合當今電力電子領域有關磁集成及混合磁路等技術，同時還須關注電磁兼容相兼顧的先進工藝和產品設計理念。
電力電子技術發展的一個重要方向是通過新材料、新元器件、電路拓撲技術、數字化技術、仿真控制技術等的不斷發展，實現電力變換的高性能、低成本化。而表征這一進程的就是電源開關頻率的高頻化。因此，電感元件的小電感量化應用趨向、高頻化、大紋波時也能保持低損耗的技術，將成為推動這一進程的重要力量。
可以預見，隨著這些電感技術的發展，1.5~50 kW中小功率光伏逆變器、250~500
kW的大型發電站集中式單機光伏系統，將以更高的性能、更低的成本，分別從20 kHz向50 kHz、從3~4 kHz向10
kHz以上頻率的切換的步伐會越來越快。
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